HPLC&RF双模系统中无线通信的导频设计

　　摘要:随着高速电力线载波通信(High-speedPowerLinecarrierCommunication，HPLC)技术在电力物联网中的推广和应用，其面临的组网孤岛/孤点、停电事件上报成功率低、单跳通信距离短等问题逐步显现。无线(RadioFrequency，RF)通信能够有效地解决这些问题，从而成为了HPLC的有力补充。对于HPLC&RF双模系统中的无线通信，现有的导频设计没有充分考虑其典型应用信道的时频相关性，为此提出了一种新的导频设计方案。该方案增加了导频的频域密度，以更好地适应频率选择性高的信道;同时基于所有典型信道随时间变化缓慢的特性，降低了导频的时域密度;另外，重新设计了导频的时频位置，以进一步降低信道估计的复杂度。新方案的导频开销为原方案的1/2。仿真结果表明，所提方案的性能均优于原方案，且适用的信道估计方法简单，计算复杂度低，易于实现，能够更好地满足双模系统的推广应用需求。

　　关键词:电力物联网;高速电力线载波通信;双模系统;导频设计;信道估计

　　引言高速电力线载波通信(High-speedPowerLinecarrierCommunication，HPLC)是在低压电力线上进行数据传输的宽带电力线载波技术，具有速率高、实时性强、抗干扰能力强、传输可靠性高、可实现芯片互联互通的特点，能够满足现阶段用电信息采集的需求，正在得到越来越广泛的应用。但是随着用电系统的不断发展，电力电子器件和变频设备得到广泛应用，电网电磁环境变得越来越复杂，造成了恶劣的电力线载波通信环境[1]。恶劣的通信环境带来了组网的孤岛/孤点问题。

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　　除此之外，HPLC还面临着停电事件上报成功率低、单跳通信距离短等问题。无线(RadioFrequency，RF)通信可以避开电力线环境中的干扰和噪声，解决组网孤岛/孤点、停电事件上报成功率低、单跳通信距离短等问题，从而成为了HPLC的有效补充。但是无线通信又容易受到周围环境影响，尤其是在建筑楼宇内，无线信号会有盲区。

　　HPLC与RF的融合，即HPLC&RF双模系统，将大大拓展HPLC的应用发展空间，在满足电网抄表应用需求的前提下，又可满足智能电网的各种扩展应用，同时还可以为智能家居应用提供高速可靠的解决方案。双模系统中的无线通信(简称双模无线)物理层采用正交频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM)技术，并定义了长训练序列(LongTrainingField，LTF)和导频以辅助信道估计。信道估计的性能对于OFDM系统至关重要[2]，而导频图案的设计直接影响信道估计的方法和性能。根据系统应用的典型信道环境来设计导频图案，在保证信道相关性的前提下，用尽可能小的导频开销获得最佳的信道估计性能。

　　双模无线系统有9种典型信道，这9种信道随时间变化缓慢，在时间间隔为50个OFDM符号时，信道的时域相关性仍均大于0.95。但部分信道的频率选择性较为明显，例如恶劣城市1信道下，当频率间隔为10个子载波时，其频域相关性已小于0.5。原导频方案中，导频的平均时域间隔为3个OFDM符号，频域间隔为4个子载波[3]。这样的导频图案在进行二维维纳滤波信道估计时，尽管时域性能较好，但在频域能够参与滤波的子载波数少，导致其性能不佳。

　　本文提出一种新的导频方案，该方案增加了频域导频密度，以更好地适应频率选择性高的信道;同时基于所有典型信道均随时间缓慢变化的特点，降低了时域导频密度;另外，重新设计了导频的时频位置，以进一步降低信道估计的复杂度。新导频方案在总体导频开销下降一半的情况下，采用简单的信道估计算法就能够获得更优的信道估计性能。仿真结果表明，新的导频方案在导频开销下降一半的情况下，误块率(BlockErrorRate，BLER)为1%对应的信噪比(Signal-to-NoiseRatio，SNR)性能比原导频方案更优。

　　1系统模型

　　每帧发送的信号包括同步头和物理层载荷，其中同步头包括短训练序列(ShortTrainingField，STF)和长训练序列LTF，STF和LTF均为已知序列，STF占用4个OFDM符号，LTF占用2个OFDM符号。物理层载荷包括物理层头(PhysicalHeader，PHR)和载荷数据(PhysicalServiceDataUnit，PSDU)，PHR承载用于PSDU解调的控制信息。PHR的OFDM符号数与调制编码方式(ModulationandCodingScheme，MCS)相关，PSDU的OFDM符号数与载荷数据大小、MCS等相关。

　　另外，双模无线系统定义了多组频域导频图案，物理层帧在LTF之后，所有物理层载荷OFDM符号，包括PHR和PSDU，每个符号依次循环使用一组导频。在发射端，将PHR信息进行Turbo编码、打孔、交织、分集拷贝处理，将PSDU信息进行加扰、Turbo编码、打孔、交织、分集拷贝处理，最终将经过处理的PHR、PSDU进行星座点映射、加导频载波后，经过快速傅里叶逆变换(InverseFastFourierTransform，IFFT)完成频域到时域的变换。

　　在时域，加入STF和LTF，加循环前缀，然后进行加窗、数模转换、上变频、功放，最后通过天线发射出去。在接收端，接收数据经过低噪放、下变频、滤波得到基带数据，完成同步，进行FFT变换得到频域数据，使用频域数据(训练序列、导频)进行信道估计和频偏估计，然后进行解调，PHR和PSDU经过分集合并、解交织、解打孔、Turbo译码，PSDU还需要解扰，最终得到对应信息。

　　2原导频方案

　　物理层模式Option1和Option2分别定义了7组频域导频图案PilotSet1，PilotSet2，…，PilotSet7。Option3定义了3组频域导频图案PilotSet1，PilotSet2，PilotSet3。物理层帧在LTF之后，所有物理层载荷OFDM符号，包括PHR和PSDU，每个符号依次使用一组导频。以Option3为例，当物理层载荷OFDM符号数为12时，导频的时域间隔为3个OFDM符号，频域平均间隔为4个子载波。

　　3新导频方案

　　双模无线系统的应用环境对应9种典型无线信道[3]，无线信道随时间变化非常缓慢，虽然“农村2”“恶劣城市1”“山区2”信道随时间变化相对较快，但即使是这些信道，在间隔为50个OFDM符号时信道的时域相关性仍大于0.95。

　　考虑到双模无线系统的典型应用环境，设计导频图案时，在保证信道相关性的前提下应尽量减小导频开销，以提高频谱利用率。原导频方案的时域密度过大，而频域密度不足，因此设计新导频图案如下:假设物理层载荷OFDM符号数为N，其索引依次为1，2，…，N。当OFDM符号索引n满足mod(n，Tp)=0时，该OFDM符号上的所有偶数有效子载波均为导频子载波，其中Tp=14。

　　间隔为14个OFDM符号时，信道的时域相关性大于0.95，能够满足导频设计的时域相关性要求，且能够容许残留频偏±2×10-5。导频的频域间隔为2个载波时，信道的频域相关性均大于0.95，可以满足导频设计的频域相关性要求。导频数据由初始值全是1的伪随机序列产生，每次生成的比特数为一个OFDM符号的1/2有效子载波数，伪随机序列每帧初始化一次，其生成多项式为S(x)=x10+x3+1。导频子载波统一采用二进制相移键控(BinaryPhaseShiftKeying，QPSK)调制。在新导频图案中，物理层载荷每隔14个OFDM符号有1个OFDM符号上承载导频，该符号的所有偶数有效子载波均为导频子载波，因此导频密度为1/28。

　　而在原导频图案中，每个物理层载荷OFDM符号中均有导频子载波，对于Option1，每104个有效子载波中有8个导频子载波，因此导频密度为8/104;对于Option2，每52个有效子载波中有4个导频子载波，因此导频密度为4/52;对于Option3，每20个有效子载波中有2个有效子载波，因此导频密度为2/20。新旧导频图案的导频密度对比，可以看出，不同物理层模式下，新导频图案的导频密度均约为原导频方案的1/2。导频密度小，意味着导频开销少，进而有更多的资源元素(1个资源元素时域对应1个OFDM符号，频域对应1个子载波)可以用作数据传输，频谱利用率更高。

　　4新导频方案下的信道估计方法

　　在新导频图案下，采用LTF和导频联合进行DFT信道估计[4-7]。双模无线系统为单发单收系统，频域接收信号可建模为y=hx+n。

　　(1)式中:y为频域接收信号，x为LTF或导频的频域发射符号，E|x|2=1，h为频域信道，n是均值为零，方差为σ2的噪声。Step1利用最小二乘(LeastSquare，LS)算法获得LTF和导频位置处的信道估计值:^hLS=y·x*。(2)式中:^hLS为LS信道估计值;y为频域接收信号;x为发射的频域已知信号，包括频域LTF符号和导频符号;()*为共轭操作。

　　Step2LTF时域上占用2个连续的OFDM符号，频域上占用所有有效子载波，因此可将2个LTFOFDM符号的LS信道估计值累加平均，作为第2个LTFOFDM符号的LS信道估计值。接下来仅利用第2个LTFOFDM符号和导频OFDM符号中的LS信道估计值，进行后续的信道估计处理。

　　Step4将^hLS，7利用离散傅里叶逆变换(InverseDiscreteFourierTransform，IDFT)变换到时域，在时域经降噪处理后，利用离散傅里叶变换(DiscreteFourierTransform，DFT)再重新变回到频域，并将该频域信道估计值作为索引为1～13的OFDM符号的信道估计值。该信道估计方法不需要估计信道的特征参数，例如多普勒频移、时延扩展等，也不需要矩阵求逆或事先存储滤波器系数，计算量小，对硬件的要求不高，易于实现。

　　5性能仿真

　　仿真采用9种典型信道:加性高斯白噪声(AdditiveWhiteGaussianNoise，AWGN)、农村1、农村2、典型城市1、典型城市2、恶劣城市1、恶劣城市2、山区1、山区2。固定PSDU物理块长为260，Option1、2和3分别采用MCS等级MCS0(BPSK)、MCS1(BPSK)和MCS2(QPSK)，此时总的物理层载荷符号数分别为193、200、280。PHR和PSDU的信道编码为Turbo编码。原导频方案采用的信道估计方法为时域线性插值、频域维纳滤波[7]。仿真时长为10000帧。

　　误块率BLER=1%时，新导频方案的SNR值更低，性能增益主要来自于新导频方案的频域导频密度更大。与原导频方案相比，新导频方案的频域导频密度增加了一倍，这非常有利于频率选择性明显信道，例如恶城1、山区2。但是从表6～8中也可以看出，对于频率选择性不明显的信道，新导频方案同样有性能增益，这主要是因为基于原导频方案在进行频域维纳滤波时，由于没有进行信道类型的判断，因此仅利用了左右各4个导频载波(相邻导频间隔为4个载波)进行维纳滤波，而实际上，如果能够判断信道类型，对于这些频率选择性不明显的信道，可以采用更多的导频载波频域维纳滤波，以获得更优的性能。

　　6结论

　　本文针对HPLC&RF双模系统中的无线OFDM通信，根据其应用的典型信道环境，提出了一种新的导频设计方案。与原导频方案相比，该方案的导频开销降低为原来的1/2，但性能比原方案更优，可以更好地满足HPLC&RF双模系统在电力物联网中的推广和应用需求。

　　参考文献：

　　[1]陈丽恒.新一代高速双模系统中高速无线通信的定时同步方案[J].电网技术，2019，43(S2):145-149.

　　[2]何江.OFDM系统的信道估计研究与实现[D].成都:西南交通大学，2017.

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　　[4]樊蓉，慕福奇，苏明月.OFDM系统基于导频的DFT信道估计改进算法[J].南京邮电大学学报(自然科学版)，2015，35(2):79-83.

　　[5]孙晨.适用于IEEE802.11ac标准的信道估计与均衡技术研究[D].重庆:重庆大学，2017.

　　[6]谢显中，董雪涛，陈鑫.利用前导符号和非均匀导频进行联合信道估计的方法:10078357.1[P].2007-04-02.

　　[7]彭天笑，潘嘉，酆广增.一种改进的2×1-D维纳滤波器OFDM信道估计器[J].电路与系统学报，2007，12(5):7-11.

　　作者：张春玲，王丹，赵训威